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十一选五369每天赚一千: 图解环路设计及控制技术探讨
阅读: 90191 |  回复: 120 楼层直达

2018/05/11 16:08:03
1
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

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   由于之前缺乏控制理论方面的知识在刚接触反馈环路的时候对其中的很多名词不是很明白,这次准备采用图解的方法逐一的搞清楚这些名词并且试图找出一种便捷的设置零、极点的方法。最后准备再探讨一下关于控制技术的一些个人想法看看能否有所突破。

------------------------------------------------------------------相关文件----------------------------------------------------------------------------

环路补偿参数设计_Buck.xls (excel 文件)

环路补偿参数设计.rar         (Mathcad文件)

buck_type23.rar               (Saber文件)

------------------------------------------------------------------相关文件----------------------------------------------------------------------------

2018/05/11 16:10:03
2
电源网-fqd
电源币:5053 | 积分:15071 主题帖:396 | 回复帖:5025
LV11
统帅
2018/05/11 16:12:34
3
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长
2018/05/11 16:50:06
4
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

在经典控制理论中经??吹?span class="syy">PID控制(比例、积分、微分),这三者是独立的互不影响的所以容易调节。零极点的方法同PID有异曲同工之妙,如果有被控系统的精确模型那么只要在bode图上移动零极点并采用加减运算就能得出较理想的控制效果,貌似比PID还简单(PID的优点是无需被控系统的模型)。如何理解零极点、双重零极点、斜率-1过穿越频率、条件稳定、1/2fs采样定理等等将是首先探讨的问题。

2018/05/12 07:20:21
5
chenyankun
电源币:2182 | 积分:3 主题帖:20 | 回复帖:510
LV8
师长
这个话题很有意思,我对这个环路不剩理解,占个沙发,希望楼主能把这个话题说下去!
2018/05/12 07:23:14
6
chenyankun
电源币:2182 | 积分:3 主题帖:20 | 回复帖:510
LV8
师长
这个零极点,穿越频率是在传递函数里面说的?
2018/05/12 16:12:04
8
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长
是的,这个在后面都会涉及到······
2018/05/12 16:07:43
7
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长


                                        1-1-1 单极点1RC低通滤波器

单极点的特性如图1-1-1所示可用一个RC低通滤波器来表述。随着输入信号频率的增加输出的电压幅值不断下降相位逐渐逼近-90度(相位滞后)。

符合这一特性的还有LR低通滤波器,见下图:

                                         1-1-2 单极点2LR低通滤波器

从两张图可以看出极点的特性是使信号幅值发生衰减这对系统稳定有益,不过相位滞后不利于系统稳定。从bode图上看极点就是使增益曲线发生顺时针旋转的拐点,从公式上看就是能使分母等于零从而得到一个极大值(后面提到的原极点会比较明显)。

2018/05/12 16:59:36
9
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

如果将图1-1-1和图1-1-2串联起来使用对幅值的衰减能力更强,其幅频特性和相频特性曲线如下:

                                            图1-1-3 串联双极点

1-1-3中红色曲线为单极点蓝线虚线为两个单极点串联,串联后幅频曲线由斜率-1变为了斜率-2,相位由-90度滞后为-180度,这就是双极点的特性。

  一般电路中的双极点是由LC电路产生的,理想的不带寄生电阻的LC双极点图如下:

                                                  1-1-4 LC双极点

2018/05/13 10:42:48
10
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长
 

在图1-1-1中如果电容取无穷大(或RC无穷大)其极点频率fp=1/(2πRC)将无限接近于零,变成了过零点的极点——零极点(或称原极点)。这时RC电路无限接近于积分电路,在实际补偿环路中一般就是用积分电路来实现的零极点。

                                                               1-1-5 零极点

从公式上看当频率f=0时分母等于零传递函数的增益无穷大,所以零极点可以用来提升静态增益(零频增益)。在补偿环路中零极点一般是必须和首先增加的环节。

2018/05/13 12:08:35
11
boy59[版主]
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LV9
军长
 

零点的特性刚好跟极点相反,对信号的幅值进行放大同时相位产生+90度偏移(相位超前),前者不利于系统稳定后者有益于系统稳定。由于要对信号进行放大所以单零点电路要借助于运放来搭建。

 

                                                         1-2-1 单零点

如图1-2-1bode图上看零点就是增益曲线发生逆时针旋转的拐点,从公式上看零点在分子上可以使方程得到零值。

   1-2-1中的电路两个串联就构成了双零点电路,幅频特性和相频特性曲线如下:

 

                                                                 1-2-2 双零点

2018/05/13 12:31:56
12
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长
 

如果将图1-1-1的单零点和图1-2-1的单极点串联起来使用结果会如何?

                                                            1-2-3 零点、极点重合

1-2-3显示当零、极点重合后输出信号和输入信号一致不发生任何改变。从这里可以得出一个结论:极点可用零点来补偿零点可用极点来补偿,双极点可用双零点来补偿。

2018/05/15 15:49:00
15
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

                                                              图1-2-4 左、右半平面零点

右半平面零点的幅值和相位都不利于系统稳定(好像没有单阶右半平面极点)认为是不可补偿的一般都是避开右半平面零点。

2018/07/19 15:45:23
100
头发的都会看看就好
电源币:0 | 积分:3 主题帖:0 | 回复帖:1
LV1
士兵
怎么没有只看楼主功能,中间很多插楼的,看着很不方便
2018/07/23 07:46:41
101
逐影
电源币:2 | 积分:3 主题帖:2 | 回复帖:2
LV1
士兵
请问这个fp怎么求的?  模的分子等于0还是传递函数的分子等于0?
2018/07/23 10:54:56
102
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

当频率f=fp时表达式变为Gp(fp)=1/(1+j),(j=√(-1),fp=1/(2*π*R*C))。

所以fp对应的增益模值|1/(1+j)|=0.707,分贝20*log(|1/(1+j)|)=-3db,相位arg(1/(1+j))*180/π=-45度。

2018/05/13 18:14:28
13
zz052025[实习版主]
电源币:1291 | 积分:27 主题帖:23 | 回复帖:1371
LV9
军长

支持

这个也是电源中的难点之一!

2018/05/14 12:12:42
14
boy59[版主]
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LV9
军长
谢谢支持!如果思维能从时域(平面)转变到频域(空间)这个问题可能就容易理解了。
2018/05/15 16:08:40
16
boy59[版主]
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LV9
军长

在补偿之前首先要知道被控对象的特性,先从下面的电压模式Buck电路开始分析(实际电路可参考环路分析仪或其它方法获得、校正曲线)。

                                                2-1 Buck小信号模型

2018/05/15 16:47:04
17
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

如图2-1先将输入电压平均化得到Vin*D作为后面的LC电路的输入电压,这时电路就可以当成线性电路来分析了(前提是小信号),其中的Vosc是芯片中的锯齿波峰值Vosc=1.25V 。这样就得到了功率级传递函数及bode图:

                                                    图2-2 buck功率级传递函数及bode图

2018/05/16 17:09:38
18
boy59[版主]
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LV9
军长

 图2-2显示此电路的穿越频率为7Khz相位余量69度,从输出到控制端直接接一个增益为1的负反馈电路即可稳定工作,下面就是按图2-1中的参数接增益为1的负反馈做的闭环仿真(ESR=0.149)。

                                                       图2-3-1 轻、满载输出电压

从仿真结果看输出电压离设定目标12V相差较大,电路并不理想(偏差公式△V=Vin/(1+ Gainh(0))1.2V)。根据图1-1-5原理增加一个原点极点可以增大静态增益(频率fs=0),所以反馈环路中一般都会有一个积分环节。

2018/05/16 17:14:15
19
boy59[版主]
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LV9
军长

增加原点极点会带来-90度的相移导致双极点处的相移超出-180度,有两种解决措施:

1、将穿越频率设置在低频段避开双极点。

 2、在双极点处增加一个零点抵消原极点的影响。

                                                           图2-3-2 原极点补偿

2-3-2是措施1的结果,由于要避开电路的双极点所以静态增益增加有限而且穿越频率比较低,在开关电源中单一积分补偿很少采用。

2018/05/16 17:43:31
20
gaohq
电源币:60 | 积分:5 主题帖:48 | 回复帖:457
LV8
师长
把更改后的电路图也贴上来更好。
2018/05/17 10:18:23
21
boy59[版主]
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LV9
军长

当采用措施2增加一个零点后可抵消双极点的影响使静态增益大幅提升,结果见下图:

                                              2-3-3-1原极点+零点补偿

此参数下的仿真电路及结果如下:

                           2-3-3-2  原极点+零点补偿仿真电路及结果

从仿真结果看高的静态增益可使输出电压更接近目标值(如改善负载调整率)。

2018/05/17 10:45:24
22
boy59[版主]
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LV9
军长

一般穿越频率之后会增加一个极点用来加强高频衰减,同时可以用来调节相位余量:

                                     2-3-4 原极点+零点+极点补偿

上图补偿波形包含一个原极点一对零、极点属于二型补偿在开关电源中用的比较广。

2018/05/17 13:37:55
23
boy59[版主]
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LV9
军长

假设功率电路的输出用的是小ESR的电容,其传递函数bode图如下:

                                                     2-4-1 ESR的功率级bode

ESR所形成的零点1/(2*π*ESR*Co)位于高频处远离双极点,其对双极点的补偿有限(甚至一点补偿作用都没有),这个时候就要在双极点附近增加两个零点补偿,如果再增加两个极点一个用来抵消ESR零点的影响一个用来加强高频衰减,此时的补偿后曲线(总开环曲线)可与之前的二型补偿结果相近。

                                                 2-4-2 大、小ESR的两种补偿效果

综上输出电容ESR较大的可用一个原极点一对零、极点补偿,输出电容ESR小的需一个原极点两对零、极点补偿。

2018/05/17 13:47:25
24
boy59[版主]
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LV9
军长

根据待补偿电路的特性原则上可以随意增加零、极点个数(零、极点越多越灵活),但从经济实用的角度考虑希望只用一个运放匹配电阻、电容就能实现补偿,这类电路有很多比较常见的有如下三种:

                                                       2-5 三种补偿器

TypeⅠ有一个原极点,TypeⅡ在TypeⅠ的基础上又增加了一个零点和一个极点, TypeⅢ在TypeⅡ的基础上又增加了一个零点和一个极点。

2018/05/17 14:56:53
25
chaos2008
电源币:3 | 积分:1 主题帖:11 | 回复帖:63
LV4
连长
非常好
2018/05/18 11:15:37
26
boy59[版主]
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LV9
军长

           

                                                          3-1-1 斜率-1、-2定义

上图中将-20db/10倍频定义为斜率-1,-40db/10倍频定义为斜率-2,可知单极点斜率-1、双极点斜率-2、单零点斜率+1,双零点斜率+2。

2018/05/18 11:18:37
27
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

如果以斜率-2过穿越频率点意味着此处接近双极点特性相位余量会较小,见下图:

                                3-1-2 不同斜率对应的相位余量

在图3-1-2中可以通过改变增益系数来任意改变穿越频率的位置,而不影响相位(如图中改变后的虚线)。图中区域1和区域3的斜率都是-2相位余量都比较小,区域2的斜率为-1相位余量较大,如果选穿越频率的位置则区域2斜率-1这一段比较合适。

2018/05/18 11:22:32
28
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

也有例外的情况,比如将图中零点左移使其靠近双极点则区域1斜率-2也可以选择:

                                 3-1-3 不同斜率对应的相位余量2

见图中区域1斜率-2的这一段相位余量充足,将穿越频率设置于此处也是可行的。

2018/05/18 19:51:21
29
jsapin
电源币:150 | 积分:0 主题帖:9 | 回复帖:112
LV5
营长
来迟了,要好好拜读,学习
2018/05/20 19:05:22
30
cjhk[版主]
电源币:659 | 积分:96 主题帖:37 | 回复帖:139
LV9
军长
    拜读了,版主,环路是电源里面一个值得经久讨论的话题.
2018/05/21 09:18:11
32
boy59[版主]
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LV9
军长
cjhk版多多支持,期望能探讨出一条清晰的思路来。
2018/05/24 07:17:07
34
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长
 

根据奈奎斯特采样定律穿越频率要小于1/2开关频率,假设电路的开关频率100KHz将穿越频率设置为62KHz结果如下:

                                                   3-2-1穿越频率62KHz相位余量22

                              3-2-2 穿越频率大于1/2开关频率的电流、电压波形

如图3-2-2电流波形出现了大小波,输出电压还算 “稳定”。

2018/05/25 11:43:57
36
boy59[版主]
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LV9
军长

保持穿越频率62Khz不变将相位余量提升至35度结果如下:

                                 3-2-3 穿越频率62Khz相位余量35

从图中看当相位余量提升至35度负载变化引起一小段“大小波”后输出趋于稳定。

保持穿越频率不变将相位余量提升至45度的结果如下:

                                 3-2-4 穿越频率62Khz相位余量45

从上图看当相位余量大于45度后电路是稳定的似乎不受采样定律限制。

2018/05/25 13:44:01
38
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

对比下面的20KHz穿越频率和100KHz穿越频率时电路中的PWM发生电路波形:

                                   3-2-5 PWM发生电路波形

如图3-2-5(b)中的Vcont信号由于穿越频率取的较大明显受到了开关噪声的影响,即便如此输出依然是稳定的而且也没有出现“大小波”的情况(相位余量取40度)。

2018/05/25 15:08:28
39
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

穿越频率认为是电路最终“稳定”的点包括震荡电路,一般可以通过震荡或者欠阻尼震荡来推测穿越频率。以上面的Buck电路为例将穿越频率设置为20KHz,相位余量分别取0度、10度、20度、30度、45度,得到的波形如下:

                                      3-3-1 相位余量0度时的震荡波形

3-3-1当穿越频率处(20KHz)的相位余量为零时电路发生了震荡,震荡周期50uS 频率20KHz与穿越频率相同。

2018/05/25 15:13:53
40
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

相位余量为10度时的波形如下:

                                          3-3-2 相位余量10

去掉第一个震荡波后余下的阻尼震荡周期为50uS左右与穿越频率相同,图中10度的相位余量对应5~6个阻尼周期。

2018/05/25 15:15:27
41
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

相位余量为20度时的波形如下:

                                             3-3-3 相位余量20

去掉第一个震荡波后余下的阻尼震荡周期为50uS左右与穿越频率相同,图中20度的相位余量对应3~4个的阻尼周期。

2018/05/25 15:17:19
42
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

相位余量为30度时的波形如下:

3-3-4 相位余量30

阻尼震荡周期仍然为50uS左右与穿越频率相同,图中30度的相位余量对应1~2个阻尼周期。

2018/05/25 15:22:43
43
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

相位余量为45度时的波形如下:

                                          3-3-5 相位余量45

有资料说45度为临界阻尼状态。

根据上面Buck电路的仿真结果似乎有这么一个规律:相位余量X震荡次数≈60。

2018/09/03 18:33:39
120
thl800227
电源币:162 | 积分:6 主题帖:71 | 回复帖:61
LV5
营长
楼主增加了电压电流波形随相位裕量的变化,赞一个
2018/05/31 14:29:12
58
那个少年
电源币:0 | 积分:3 主题帖:0 | 回复帖:1
LV1
士兵
有个问题,能否详细讲解如何通过改变增益系数来任意改变穿越频率的位置而不影响相位,具体是改变反馈环路的电阻电容值?
2018/05/31 20:32:21
60
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长

可以通过改占空比来实现,实际操作是改变输入电压(CCM模式下Vo=Vin*D)或者改变锯齿波的峰值Vosc。

2018/05/21 09:08:34
31
hylylx
电源币:78 | 积分:44 主题帖:2 | 回复帖:1078
LV8
师长
为什么让我才看到腻。
2018/05/21 09:22:57
33
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长
前面的只是些基本定义,后面的才是问题探讨。
2018/05/24 21:49:14
35
jsapin
电源币:150 | 积分:0 主题帖:9 | 回复帖:112
LV5
营长
看了又看,还是想多看一遍。
2018/05/25 11:48:15
37
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长
谢谢支持!
2018/05/28 19:04:56
44
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长
 

决定电路动态特性最重要的应该是穿越频率,相位余量相辅。比如有两个电路他们的相位余量都相同负载突变时都需3个震荡周期,如果其中一个的穿越频率是10kHz另一个是100kHz,则他们达到稳态所需要的时间分别是300uS30uS。

2018/05/28 19:09:12
45
boy59[版主]
电源币:300 | 积分:93 主题帖:50 | 回复帖:273
LV9
军长
 

书上或者资料中经?;崽岬降湫投紫低?,如果令Buck功率级电路的输出容ESR=0则开环Buck电路可视为典型二阶系统,下面就准备对比阻尼系数和相位余量的关系。

(Buck二阶系统)

2018/05/28 21:12:39
46
boy59[版主]
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军长
 

首先将阶跃函数1/s作用于Buck电路用来模拟刚上电时的状态,其次求Laplace逆变换将方程转换成时域方程,最后取不同的阻尼系数ζ并同Saber仿真对比:

 

                                      3-4-1 SaberMathcad启动波形对比

从图中看Saber仿真和Mathcad计算结果一致。

2018/05/28 22:25:11
47
boy59[版主]
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LV9
军长
 

二阶系统前面的系数Vin/Vosc只影响幅值对震荡周期没有影响,比如取Vin/Vosc=1仿真和计算结果如下:

                                             3-4-2 增益系数为1的仿真、计算对比

但改变Vin/Vosc会影响穿越频率间接的会影响到相位余量,见下图:

                                              3-4-3 不同增益时的bode

如上图增益为24时穿越频率4.389kHz增益为1时穿越频率100Hz,对应的相位余量分别为167度和23度。从这里看阻尼系数和相位余量似乎没有关系,或者说阻尼系数是针对开环而相位余量是针对闭环?

2018/05/29 10:27:18
48
boy59[版主]
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LV9
军长

仍然将图2-1Buck电路从输出到控制端接增益为1的负反馈形成闭环控制,不同相位余量时的启动波形如下:

                                     

                      图3-4-4 不同相位余量的闭环启动波形

图中显示闭环控制时45度相位余量的过冲和动态响应最适中,60度相位余量时更接近临界阻尼模式,这个60度和之前的规律相位余量*震荡次数=60不谋而合。(不确定计算上是否存在错误)

2018/05/29 10:47:59
49
hunter4051
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LV5
营长
看看学学,虽然有的看不太懂,多看几遍,多揣摩几次,有些大概的。。。。
2018/05/29 11:45:29
51
boy59[版主]
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LV9
军长
我也是一边学习一边仿真验证,要抱着谨慎中立怀疑一切的态度看这个帖子。
2018/05/29 11:38:29
50
boy59[版主]
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军长

是否有公式可以将上述闭环启动波形描述出来?这个启动波形可以分为两部分见下图:

                                图3-4-5 启动波形构成

如图3-4-5刚上电时电路为“开环状态”当输出电压超过12V后环路介入,过冲的部分又处于“开环状态”,之后进入稳定的环路控制??凡糠值牟ㄐ慰捎芍暗亩紫低撤匠堂枋觯?

             3-4-6 开环的二阶系统与闭环控制启动对比

从图3-4-6是否可以得出这样一个结论:分析大信号时其波形由电路的开环(功率级)特性决定。(如何去描述闭环的时域方程?)

2018/05/31 09:06:49
52
boy59[版主]
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LV9
军长

在用Saber 软件中的环路扫描仪tdsa时经?;峥嗄沼诤氖碧枚孕∈奔?,如果降低扫描时间得出的bode图又不精确。这里有个可以兼容扫描速度和精度的小技巧分享给大家。

2018/05/31 09:25:42
53
boy59[版主]
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LV9
军长

tdsa的基本原理是向环路注入频率由低到高的正弦波小信号,通过测反馈信号获得相位和增益的bode图。

在低频段由于注入信号的频率低根据T=1/f所以用时多最为耗时,由于低频段的增益高尤其是双极点处所以注入小信号的幅值要设置的小一些(否则有可能大信号)。

在高频段由于注入信号的频率高所以耗时较少,由于高频段的增益低所以注入的小信号幅值可以设置的大一些以提高精度。

2018/05/31 10:40:48
54
boy59[版主]
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军长

根据上述特性在环路扫描时可采用分段扫描的方法,下面的方法仅供参考。

假设扫描范围100-100kHz并分为三段,100-1kHz,1kHz-10kHz,10kHz-100kHz。

100-1kHz段:

                                           

                                                              图4-1-1 低频段设置

低频段将仿真中的Time Step设置为100uS可以大大降低仿真时间,tdsa设置如上图将注入信号ampl设置为0.01,npoints表示扫描的频率点数取值太小曲线不圆滑,min_nper表示每个频率点的最小扫描次数估计是为了计算平均值提高测量精度,这里这些参数都保持默认值。

扫描的结果如下:

                      4-1-2 低频段bode

2018/05/31 10:58:11
55
boy59[版主]
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LV9
军长

1kHz-10kHz

中频段的仿真速度比较快了Time Step可以设置为100nS,tdsaampl设置为0.01,扫描结果如下:

                                  图4-2 中频段bode图

2018/05/31 11:17:40
56
boy59[版主]
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军长

高频段的仿真速度更快Time Step可以设置为10nS,tdsa中将ampl设置为0.625,扫描结果如下:


                 

4-3 高频段bode


2018/05/31 11:31:04
57
boy59[版主]
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军长

最后将图4-1到图4-3合成并同Mathcad对比:

                                                          图4-5 扫频结果对比

如图4-5 采用分段扫描的方法结果是比较准确的,最大的优点还是仿真速度快,从三次仿真到图片合成也几分钟的时间。

不知Saber中有没有可以同时改变多个参数的功能(Vary好像一次只能改一个),如果有的话就不需要后期的图片合成了。

2018/05/31 19:42:51
59
RySz
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LV3
排长
学习
2018/05/31 22:44:07
62
jsapin
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LV5
营长

楼主更新了,感谢分享,学习了,非常好,期待,等待

2018/05/31 22:07:03
61
998lllll
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LV8
师长
学习了,谢谢!
2018/06/02 21:18:14
63
boy59[版主]
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军长
 

二类补偿的零、极点设置方法:

补偿电路的零、极点可以凭经验、直觉或试凑等法来设置非常的灵活,之所以灵活是因为其有无穷的解也正因为此会让人觉得茫然不知道怎样的解最为合适。资料中常见在零点处加极点或者极点处加零点来预先设定某些零、极点,穿越频率处斜率-1大概也是为了方便零、极点的设置而规定的,这类问题用图解法应该最为适合可以穷其解并通过筛选、对比得出最“恰当”的结果。

2018/06/02 21:41:31
64
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军长
 

首先从相位补偿开始,还是以图2-1buck为例预设穿越频率20kHz,电容ESR=0.149,功率级传递函数的相位图如下:

 

                                      5-1 buck功率级相频图

如图5-120kHz处的相位余量是82.178度,最终期望的相位余量是60度,补偿电路要在20kHz处实现-22.178度相移。

2018/06/02 22:20:04
65
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军长
 

二类补偿的相位特性如下:

 

                                 5-2 二类补偿相频特性

二类补偿可以实现相位0~-90度补偿,因为都是≤0的数其本质是没有相位补偿功能的必须依赖于待补偿电路(功率级电路)有足够的相位余量(例子中buck功率级相位余量180-97.822=82.178度)。二类补偿在穿越频率处的相位是由零、极点共同决定的, 这里将零点频率转换为以所需补偿相位、极点为变量的函数来解决零点的设置问题。 

2018/06/02 22:51:38
66
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军长
 

arg是复数的幅角运算形式将其转换成较习惯的tan运算并将公式整理成下图中的公式:

 

                                         5-3 零点与极点、预设相位的关系

5-3是补偿相位θ分别取-10、-25、-40、-55度时的四条零点与极点的等相位关系曲线,x轴表极点频率y轴表零点频率,当零点频率0为是无意义的。(公式的推导过程在图5-3的右侧)

2018/06/04 06:42:47
67
boy59[版主]
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军长
 

其次增益补偿

功率级电路的增益特性如下:

                                5-4 buck功率级幅频图

在预设穿越频率20kHz处增益为-9.876所以补偿电路要在此处实现+9.786的补偿。

二类补偿的增益特性如下:

                            5-5 2类补偿的幅频特性

如上图所示2类补偿可以提高穿越频率,由于上一步等相位设置已经“确定”了零、极点的位置,这里只要设置原极点的位置满足20kHz处幅值=+9.876即可。

2018/06/04 07:02:25
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军长
 

将上述幅频、相频设置法结合起来构成一个以极点fpx轴稳态增益(暂取10Hz)为y轴的稳态增益幅值--极点频率特性图如下:

 

                               5-6 稳态增益与极点的关系

图中50kHz以内的曲线是零点频率小于零的部分,实际取极点频率为大于50kHz的部分,如图中所示随着极点频率的提高稳态增益也相应跟着提高。至此已经得到了一个按设定穿越频率、等相位余量为参考的只有一个变量(极点fp)的曲线图,最终如何去筛选极点fp还需考虑其它一些限制条件。

2018/06/04 13:03:49
69
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军长

回到熟悉的幅频、相频图中,选取不同极点频率fp对于总的开环bode图影响如下的:

                                                            图5-7 极点频率对开环bode图的影响

5-7中分别取极点频率fp等于50kHz、64kHz、90kHz ,从幅频图看极点频率越高稳态增益越大,从相频图看当极点频率超过64kHz后出现了条件稳定的情况,为避免这种情况的发生可将极点频率限制在50kHz-64kHz之间。(当负载降低后电路的Q值会变大使电路趋向条件稳定变化,此处将极点频率限制的更低一些较为妥当)

2018/06/04 14:22:54
70
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军长

设置好零、极点后可以开始计算补偿电路的电阻、电容值,图2-5中电阻Rb用来设置输出电压的大小不影响环路特性,电阻R1是整个补偿电路的基调改变R1将使电路中电阻、电容 “成比例”变化但也不会影响环路特性。

                                             图5-8 补偿参数与电容R1、极点频率的关系

由于运放(431等)并不理想所以选用的电阻不能太大,电容不能太小还要兼顾功耗等问题。

2018/06/04 14:39:35
71
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军长

三类补偿要比二类补偿多出一对零、极点,多增加的两个未知量会让设计更加的灵活不知所措,那么三类补偿又该如何设计?

2018/06/05 13:00:19
72
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军长

三类补偿的设计一种方法是采用双重零点、双重极点,这对于求解方程来说就相当于只有一个零点和一个极点了,用二类补偿的方法就可以求解。三型的K因子法好像就是用的这种方式:

                                                           

                                              图6-1 三型补偿K因子法

2018/06/05 13:09:53
73
boy59[版主]
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军长

第二种方法——零、极点转移法:

这种方法是将一对零、极点(fz2、fp2)先“补偿到”功率级电路上使功率级的bode图相位得到提升并使之能被二类补偿电路所补偿,接着就是用二类补偿的方法求出fp0、fz1、fp1,最后将这5个点合起来构成三类补偿。

2018/06/05 13:29:13
74
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军长

还是以图2-1buck电路为例假设输出电容ESR=0.01,功率级电路的bode图如下:

                                                              

                                        图6-2 ESRbuck电路bode

设计目标仍然是穿越频率20kHz,相位余量60度。

2018/06/05 13:37:59
75
boy59[版主]
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军长

6-2中零点频率1/(2*π*ESR*Co)=47.37kHz(当ESR=0.149时零点频率=3.179kHz),此时增加一个3.179kHz的零点一个47.37kHz的极点结果如下:

                                                

                                               图6-3 ESR增加一对零极点后与原大ESR对比

6-3中红色实线代表原ESR=0.149时的bode图,蓝色虚线代表加入一对零、极点补偿后的ESR=0.01bode图,二者在穿越频率处的幅值和相位都是相同的, 这样就可以用之前的二类补偿法求出余下的参数(结果也一定与之前的相同)。

2018/06/05 14:03:21
76
boy59[版主]
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LV9
军长

从功率级到补偿级再到总的开环bode图如下:

                                         图6-4 buck三类补偿总bode曲线

如图6-4总的开环bode图结果与预设值完全一致,采用这种方法后似乎就不再需要三类补偿了,任何三类补偿的问题都可以转换成二类补偿的方法来求解。

在对功率级电路加一对零、极点补偿时,如何更合理的去设置零、极点还有待探讨。

2018/06/07 09:18:36
77
boy59[版主]
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军长

三类补偿采用第一种方法(双重零点、双重极点)的结果如下:

                                 6-4-1 70kHz双重极点

                                 6-4-2 50kHz双重极点

如果是采用k因子法将只会得到一组解,采用图解法可选择的自由度更高。

2018/06/07 10:15:38
78
cmc303
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LV1
士兵
楼主,能否把mathcad和saber源文件发一份,谢谢了,[email protected]
2018/06/07 13:03:51
79
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LV9
军长
文件还比较乱,等我整理整理一并放到一楼去。
2018/06/15 08:58:52
80
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军长

条件稳定

首先验证计算是否准确,见下图加补偿后的总开环bode图:

                                             图7-1 Saber扫描和Mathcad计算总开环bode图对比

上图中Saber电路的参数都是按照Mathcad文件设置的,从结果看Mathcad的计算方法是准确的,后续的分析都将以此为依据。

2018/06/15 09:31:27
81
boy59[版主]
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军长

依照环路扫描的方法采用“大信号”扫描得出的结果对比如下:

                                               图7-2 小信号与大信号对比

7-2中获得的大信号bode图不一定准确,从波形看在大信号下增益变小了。这是因为晶体管都有饱和限制(或供电电压限制)当输入信号很大时输出并不能达到理论值而是被钳位了,因增益=Vo/Vi所以结果相当于增益变小了。

如果电路存在条件稳定并且在条件稳定处因大信号使增益小于0dB电路就有可能震荡。

2018/06/15 09:39:58
82
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军长

设穿越频率20kHz、相位余量60度,不同状态下的启动波形如下:

                                                    图7-3 条件稳定对启动波形的影响

如图7-3相同穿越频率和相位余量的条件下,存在条件稳定的过冲最严重。

2018/06/15 10:25:24
83
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                                      图7-4 条件稳定对正常情况的负载跳变的影响

如图7-4负载从满载到轻载或从轻载到满载跳变时存在条件稳定的动态响应似乎更快。

2018/06/15 12:41:12
84
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假设出现异常情况输出短路,条件稳定和非条件稳定下的输出动态波形对比如下:

                                                          图7-5 条件稳定在大信号下的对比

如图7-5在相同的动态负载下存在条件稳定的电路在条件稳定频率处发生了震荡,或许可以定义一个条件稳定余量同相位余量一样这个余量将决定条件稳定处的震荡状态(欠阻尼、过阻尼、周期震荡······)。

2018/06/16 14:02:22
85
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接不同负载时电路的Q值会发生变化从而引起bode图的变化如下:

                                                7-6 负载对bode图的影响

 7-6中图(a)负载3欧姆图(b)负载30欧姆(临界电阻),非断续模式下负载几乎不影响穿越频率和相位余量(预设20KHz穿越频率,45度相位余量)。

2018/06/16 14:18:01
86
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当确定好补偿参数后随着输入电压的变化穿越频率也会跟着变化从而引起相位余量的改变(相位bode图是不发生变化的)。

                                7-7 输入电压对穿越频率和相位余量的影响

如果采用电压前馈控制既让图2-1中锯齿波的斜率正比于输入电压那么输入电压的变化就不会对bode图产生影响了。

2018/06/17 13:53:56
87
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军长

参数漂移对开环bode图的影响:

                                 7-8 输出电容ESRbode图的影响

上图电路中的ESR在0.149附近变动,ESR相对较大采用的是Type Ⅱ补偿(也可以采用Type Ⅲ补偿,向下兼容)。

2018/06/24 08:06:57
88
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LV9
军长

斜坡补偿

采用峰值电流控制的电路当进入CCM模式并且占空比大于50%时需要加斜坡补偿,有的说法当占空比大于18%或占空比大于38%就需要加斜坡补偿,到底哪种说法准确?

                                  8-1 峰值电流控制反激电路

用上图8-1的电路来进行验证,变压器咋比7.565:1,初级感量800uH,负载电阻2.368,电容2000uF,采用电阻0.1,峰值电流1.94。

(反激的参数设计可参考//www.c8sg6.cn/bbs/2430194.html

2018/06/24 08:21:58
89
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LV9
军长

当占空比为50%时峰值电流模式的波形如下:

                                                8-2-1 50%占空比时的电流、电压波形

8-2-1中电流波形的宽度(△I)发生了变化说明发生了次谐波震荡,局部放大后的波形如下:


                                                8-2-2 50%占空比局部放大图

50%为临界震荡状态,外部的微小扰动或电路自身的噪声就足以触发次谐波震荡,震荡频率为1/2开关频率。

2018/06/24 08:37:23
90
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军长

当把占空比降低至49%左右,同时在负载处添加扰动条件结果如下:

                                       8-3 49%占空比时不发生次谐波震荡

如上图8-3当占空比小于50%时即使有扰动存在也不会发生持续的次谐波震荡,但恢复稳态的时间会比较久为欠阻尼震荡所以应当留一定的余量,如何去确定这个余量可能就是上述不同说法的来源依据。

2018/06/27 08:42:00
91
lihui710884923
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LV8
师长
电源的后级恒流限压中,运放的输入端到输出端并联的电阻电容设计到环路设计吗,这个怎么取值,可以计算吗
2018/06/27 09:16:31
92
boy59[版主]
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LV9
军长
只要是用typeⅡ、typeⅢ补偿的都可以用这里的方法进行计算跟被控对象无关,或者说只要知道被控对象在预期穿越频率处的增益和相位及10Hz处的增益和相位就能算出补偿参数(无法判断是否存在条件稳定)。
2018/06/29 17:48:51
93
boy59[版主]
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LV9
军长

准备从以下两个方面来探讨控制技术。

1、         补偿电路,试着在常用TypeⅡ、TypeⅢ的基础上做一些扩展。

2、         PWM控制器,期望通过改进控制技术使不同工况下bode图不发生大的变化并且保证控制器线性化以改善大信号特性。

PFC应用中为了得到高的功率因数,穿越频率要低于2倍工频频率(100Hz)一般取10~20Hz。这么低的穿越频率势必造成极差的动态响应,所以单级PFC只能用于特定的场合。

借鉴三段式充电器原理如果引入多个控制量似乎可以解决这个问题(简单的模糊控制?)。示意图如下:

       图9-1 兼容功率因数和响应速度的PFC补偿电路

当输出电压在正常范围内中间的穿越频率为fc2=20Hz的补偿器工作,当输出电压高于设定电压时穿越频率为fc1=6kHz的上补偿器工作迅速压低输出电压,当输出电压低于设定电压时穿越频率为fc3=6kHz的下补偿器工作迅速抬升输出电压。

2018/06/29 22:48:43
94
boy59[版主]
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LV9
军长

根据上述思路搭建一个Boost-PFC电路,首先按通常情况只接一个低穿越频率补偿器的启动波形如下:

                                             9-2-1 单一补偿器PFC的启动波形

上述波形的补偿器参数只是大概调了一下可能不太理想,波形中的con_upcon_dow从电路中断开只有con_mid连在电路中,在目前的参数下电路的动态特性不太理想。

保持电路中的各参数不变将con_upcon_dow连入电路后的启动波形如下:

                                                       9-2-2 多变量启动波形

9-2-2的启动波形相对于图9-2-1动态特性提升了不少,至此可以证明这种多变量补偿可以提升PFC电路的性能。如果能将电路简化一下少用几个运放就更理想了。

2018/06/30 18:52:07
95
boy59[版主]
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LV9
军长

TypeⅡ和TypeⅢ补偿器中仅使用到了左半平面零点和极点,如果在补偿器中加入右半平面零点和极点就有可能实现功能的扩展,比如用右半平面极点去补偿右半平面零点(目前还不确定是否可行)。

  右半平面零、极点的电路实现方法可以参考零、极点公式,零点的公式为(1-S/fz)其中包含了一个减法运算和一个微分运算,具体实现电路如下:

                          图9-3-1 右半平面零点电路

对上图用Saber进行环路扫描并同Mathcad的计算结果做比较如下:

                                 9-3-2 右半平面bode对比

上图中用Mathcad绘制的bode图有在公式前取负号既公式实为-1-S/fz)。

2018/06/30 19:57:09
96
boy59[版主]
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LV9
军长

极点的公式1/(1-S/fp),其中包含了除法运算,实现电路如下:

                                      9-3-3 右半平面极点电路

环路扫频结果和Mathcad的计算结果如下:

                                   9-3-4 右半平面极点bode图对比

上图中扫频结果不太理想,不知用其它软件仿真结果会如何?亦或是图9-3-3的电路模型不正确?

2018/07/05 10:48:53
97
boy59[版主]
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LV9
军长

通过分析可知右半平面极点是正反馈特性,在实际电路中正反馈不能稳定工作所以右半平面极点电路目前可能无法实现了。

2018/07/05 10:52:07
98
boy59[版主]
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LV9
军长

PID与零、极点的关系

PID=P+I+D是比例、积分、微分电路的组合,用单运放实现的方式如下:

                          9-4-1 PID补偿电路

同在bode图下的对比如下:

                              9-4-2 PI补偿与Type Ⅱ补偿对比

                              9-4-3 PID补偿与Type Ⅲ补偿对比

通过对比可知Type Ⅱ比PI补偿多一个极点,Type Ⅲ比PID补偿多两个极点,可以说零、极点补偿是PID补偿的增强版。

2018/07/05 13:49:00
99
boy59[版主]
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LV9
军长

PID的参数比Type型的少,参数之间的关联小如果采用独立的P+I+D方式参数之间基本没关联,Type型的零、极点一般由2~3个参数构成,参数之间相互关联所以相对来说PID容易调试些。

                         9-4-4 三型补偿网络元件的多重作用

PID易于实现数字化控制,通过对信号的离散化处理可得到比例(k)、积分(++)和微分(u)参数,Type型的还不清楚如何处理。

PID由于缺少高频极点所以对高频噪声的抑制力差,PID中的微分项从bode图上看可以提升穿越频率所以可以提高动态响应,但是这个微分项会使增益趋于变大在某些场合是不能加这个微分项的。

Type型除了复杂外各项性能都要优于PID型,那么是否可以设计一款适用于数字控制的Type模型;是否可以设计一款专用的Type补偿器,该补偿器只对零、极点进行调节,相关的电阻、电容会自动关联调节?;蛘呖梢钥⒊鲎远鹘诠δ?,当环路自动调节完成后取下专用Type补偿器再根据显示器中推荐的参数去补偿实际电路。

2018/08/22 10:42:48
103
boy59[版主]
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LV9
军长

有关数字控制转至另一贴,探讨开关电源PID控制及参数设置 //www.c8sg6.cn/bbs/2436032.html

2018/08/22 10:44:17
104
boy59[版主]
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LV9
军长

从仿真中发现同一个功率电路采用同样的补偿参数,如果补偿电路的供电电压Vcc不同,得出的动态波形是不一样的,这里涉及到大信号问题了。

2018/08/22 11:30:26
105
boy59[版主]
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LV9
军长

不同电压的动态波形

                                    9-5 运放不同供电电压对动态波形的影响

上图是以buck电路为例,补偿电路的运放供电电压分别取5V和±10V得出的动态波形对比。为观察大信号特性电路中的占空比没做限制,明显的宽零电平或高电平就是大信号状态。例子中PWM控制信号幅值为0~1.25V,在大信号最坏情况下积分电路会使控制信号达到Vcc,如果将Vcc限制在0~1.25V之间将改善大信号状态,实际电路中可做限幅处理。

2018/08/31 23:03:51
108
boy59[版主]
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LV9
军长

输出电压与功率级电路的直流增益:

Buck-直流增益电路 

                                   9-6-1 只接比例项的闭环buck电路

如图9-6-1如果电路只接比例负反馈,根据从输入到输出和从输出到输入的两个方程可以推导出输出电压公式:

直流增益公式 

Saber软件对上述公式做以验证结果如下:

直流增益仿真与计算 

                              9-6-2 直流增益仿真与计算对比

上图的结果证明公式是准确的,由这个公式可以进行相关衍生:

1、如果已知锯齿波Vosc的峰值,结合输入电压Vin和负反馈比例k可以估算出输出电压Vout;

2、实测输出电压Vout结合输入电压Vin和负反馈比例k可以估算出锯齿波峰值;

3、步骤2Vin/Voscbuck电路的零频增益(bode图的初始增益)。

4、……

2018/08/28 08:32:29
106
camass
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LV1
士兵
专业问题,属实不知道该什么回答
2018/08/29 16:47:40
107
shaqnb
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LV3
排长
2018/09/01 06:18:15
109
boy59[版主]
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LV9
军长

以前一直有个疑惑,无论buck、boost还是LLC等拓扑都可以将总的开环穿越频率和相位余量设置在同一水平,为何他们的动态特性会不同?甚至同一拓扑如果设计时选用不同的电感量也会引起动态特性的变化。

2018/09/01 08:56:09
110
boy59[版主]
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军长

通过以往的分析发现动态特性其实是由小信号和大信号两部分组成的(或者还包含二者的过渡部分)。

1、小信号

我们在分析环路时采用的电路模型、bode图等都是基于小信号的前提下,小信号可以理解为小的△V(比如一根曲线如果取其中一小段可近似认为这一小段是线性的),

因为电源拓扑一般都是非线性的,而现有手段只能分析线性问题,所以通常都是以小信号来作为研究对象。

2、大信号

实际电路的动态过程在很多情况下V会超出小信号范畴,这段时间小信号分析就不准确或者无能无力了。

以电源刚上电的过程为例(假设无限流、软启动,无PWM限制),在刚上电时由于输出电压很低PWM将以最大占空比输出,当输出电压超过设定值后由于电感的惯性(或称电路的滞后性)电压会继续飙升,PWM以最小占空比输出。在这两个过程中环路都没有起作用电路只是按自身的特性在运行,这就属于大信号范畴,随着输出偏差的减小环路逐渐介入从而进入小信号范畴。

上述启动过程的波形如下:

启动大-小信号 

                                       图10-1 启动过程中的大、小信号

在以往的分析中都剔除第一个波就是基于上图的原因,其为大信号对小信号分析没有帮助。

2018/09/01 10:20:28
111
boy59[版主]
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LV9
军长

在优化动态特性设计时,大信号是不可忽略的甚至占有不小的比例。下面主要从两个方面来分析、改进大信号特性:

1、从拓扑入手

结合图3-4-1的结论大信号多与功率电路自身特性有关(如阻尼系数,自震角频率等),可以通过提高开关频率,降低电感、电容量等手段来改善大信号特性。

2、从控制技术入手

首先电压控制模式,在电压模式中有两个储能元件致使其输出量与控制量之间的非线性度(或滞后性)比较严重所以也较难控制。

其次峰值电流控制模式(或断续模式),这种控制模式把电感变成了可控电流源 功率电路中只“剩下”电容一个储能元件,线性度(或滞后性)有所改善控制难度也随之降低。

再次平均电流控制模式,平均电流才是我们所需要的控制量而峰值电流和平均电流之间并不一定是线性关系,如果直接控制平均电流那么功率电路的线性度将进一步改善。

最后恒功控制模式,开关电源目的就是功率转换无论是电压控制还是电流控制最终都要体现在功率上,如果同时以平均电流、输出电压作为控制量直接以功率为目标来进行控制那么功率电路或许可以变成线性电路了。

2018/09/01 14:11:35
112
boy59[版主]
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LV9
军长

按照上面四种控制模式的想法搭建了Buck仿真电路,仿真结果如下:

四种控制模式的启动波形 

                                       10-2 四种控制模式启动波形对比

10-2中编号从1-4分别为电压控制模式、峰值电流控制模式、平均电流控制模式、恒功率控制模式,同设想的一样线性度越好的动态特性也越好。

2018/09/01 20:03:28
113
boy59[版主]
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LV9
军长

恒功模式的bode图和电压模式的对比如下:

恒功与电压控制模式bode图对比 

                                  10-3 恒功模式和电压模式bode图对比

对于反激或boost电路都存在右半平面零点问题,准备将这种恒功控制模式用于反激电路看能否拓展带宽。

2018/09/02 06:13:54
114
boy59[版主]
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LV9
军长

在分析反激之前先对上面的buck电路进行环路优化,从图10-3bode图中可以看出这种恒功模式的相位余量比较大,如果设置20KHz穿越频率则相位余量接近180度,这里采用的是Type Ⅱ补偿。

优化后的动态波形如下:

优化的恒功控制 

                                            10-4-1 恒功模式动态波形

将上图中两个红圈处分别展开如下:

优化的恒功控制局部放大 

                                          10-4-2 恒功动态波形展开

10-4-2的动态效果不知是否同于非线性控制(单周期控制),正常工作时为定频模式,负载突变时为变周期模式,以实现最快动态响应的目的……

2018/09/02 08:53:23
115
boy59[版主]
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LV9
军长

10-4-2中的左图当负载突变至轻载时,虽然PWM信号已经关闭但由于电感的储能无处释放导致输出电压升高,右图当负载突然加重时电感电流要达到新的稳态需要一定的时间,这些都是受拓扑限制无法从根本上解决只能想办法降低。

有一种双向拓扑可以解决这个问题,链接//www.c8sg6.cn/bbs/1516560.html

双向拓扑 

                                   10-4-3 双向拓扑

上图中MOS管需去掉体二极管(可用两个MOS串联实现),这种拓扑可以实现电感能量回收,电路中始终存在无功功率可以应对电流突变,基本上负载跳变不会对输出电压造成影响。但成本和效率问题限制了这种电路的应用。

2018/09/02 09:12:22
116
boy59[版主]
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LV9
军长

10-4-3的基本原理如下:

空载时,电流在Boost电路和Buck电路构成的环路中往复循环,从外界看既无能量输出也无能量输入(理想情况)。

从左到右,当Buck电流<Boost 电流时能量从左向右传输。

从右到左,当Buck电流>Boost电流时能量从右向左传输。

此电路的特点是总电感电流不突变,通过控制Buck电路和Boost电路的开关管来对电流进行分配,从外界看输、入输出电流可以瞬间由最大变到最小或由最小变到最大(此处瞬间是开关周期的量级),解决了电感电流不能突变的矛盾。

2018/09/03 06:21:27
118
boy59[版主]
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LV9
军长

采用恒功控制模式反激电路的动态波形如下:

反激恒功控制动态 

                                        10-5-1 恒功模式反激电路动态波形

反激恒功控制动态局部放大 

                                     10-5-2 恒功模式反激电路动态波形展开

反激拓扑的功率传递完全依赖于电感,设计时采用的功率器件参数相对的要比Buck电路大,可能由此原因反激的动态特性不如Buck电路。(也可能是电流上限不同造成的。仿真时负载参数也不同,Buck电路负载3-12欧姆跳变,反激电路负载6-30欧姆跳变)

2018/09/03 08:33:57
119
boy59[版主]
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LV9
军长
思索了一下,反激的动态特性不如buck(正激)应该是受拓扑特性的影响既反激存在所谓的右半平面零点。
Buck的电感储能和能量传递是同时进行的,反激只能先储能再释放,在储能的过程中电压不可避免的要跌落所以相同的开关频率下反激的动态特性不如Buck。
2018/09/06 09:12:34
121
boy59[版主]
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LV9
军长

对反激的控制电路做了些改进使其可以兼容断续模式(平均电流与峰值电流的转换问题),由于电流模式自带前馈功能所以输入电压的变化对输出几乎没有影响(在输入频率不是很高的前提下)。

                                    10-6-1 输入扰动及连续、断续模式切换

10-6-1中可以看出输入电压Vin的波动对电感电流和输出电压几乎无影响,负载在6~100欧姆之间跳变,对图中两个红圈处进行扩展放大如下:

                             10-6-2 输入扰动及连续、断续模式切换局部放大

10-6-2中突出的是从轻载到满载及从满载到轻载跳变的波形。从对反激的仿真结果看采用恒功控制模式会大幅度提升电路的动态特性,即便是反激这种电路也能将动态变化过程限制在几个开关周期内而且过冲或跌落量都很小。

“恒功控制模式”是自创的一种叫法或许不够准确,后面将分析这种控制原理期望能得出一套实用的理论。

2018/09/02 14:11:43
117
jackson_163
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LV1
士兵
搭建的电路能贴上来更方便理解。
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